电路理念/揭示ECL电路的真相
电路理念：使用具有可切换电压和电流发射极源的晶体管级：在低输入电压下，断开发射极的源；在转换期间，连接电压源和电流源；在高输入电压下，仅将电流源连接到发射极。
ECL门可能是最奇怪的逻辑电路，引起了很多疑问。例如，与其他逻辑门相比，它们基于差分放大器... 但为什么呢？它在这些电路中解决了什么问题？他们说差分放大器在这里充当电流转向开关。好吧，它转向了... 但我们想知道为什么发射极电流被转向两条腿之间；电流被转向的目的是什么。为了回答这些问题，我们首先要说明普通逻辑电路的基本问题是什么，然后说明ECL是如何解决这个问题的。
ECL背后的基本理念不是差分放大器或电流转向，尽管在转换的中间，电路恰好是一个差分放大器（发射极耦合放大器），它将电流转向两条腿之间。差分放大器、发射极耦合放大器和电流转向是解释ECL电路的误导性概念。它们无法解释ECL解决了什么基本问题，因为它们将我们的注意力集中在转换的中间部分，而实际上这里没有任何问题！在这个区域，所有普通逻辑电路（RTL、DCTL、DTL和TTL）的晶体管都能完美地作为处于有源状态的共射级工作。如果我们一直停留在该区域，就没有必要用这个更复杂和奇特的 3 部分结构（形象地称为长尾对）来替换它们，因为它会做同样的事情 - 它会像同一个共射级一样工作！
当输入电压接近高阈值（逻辑“1”），普通逻辑电路（RTL、DCTL、DTL和TTL）的晶体管会饱和时，就会出现问题；结果，它们工作速度很慢。但是，正如好奇的读者会想到的那样，差分（发射极耦合）放大器无法解决这个问题，因为在这个区域，参考晶体管 T3 被截止，差分放大器不是放大器。实际上，长尾对被分成两部分，这个结构不再是差分放大器；它的两个新部分是其他东西。因此，这种经典观点的悖论是，我们在实际上不是差分放大器的地方使用了一个差分放大器！
饱和是ECL电路在高输入电压（逻辑“1”）下解决的基本问题。仅此而已就是ECL的惊人之处；其他优势（如两个反向输出的存在）是无关紧要的。因此，我们在这页上的主要职责是展示用于防止饱和的基本理念（巧妙的技巧、电路解决方案、补救措施...）。但我们如何防止饱和？让我们看看并比较各种反饱和技术。
我们可以从基极侧和发射极侧驱动晶体管。因此，我们可以通过限制基极电流来间接地从基极侧防止饱和，或者通过限制集电极电流本身来直接地从发射极侧防止饱和。
我们有两种限制基极电流的技术，它们需要基极电阻的存在（即，它们不适用于直接耦合电路）。
- 最简单明了的解决方案是通过增加基极电阻来减小基极电流。但 β 的较大公差使得这种方法无法实现[1]，因为集电极电流和饱和点将取决于特定的晶体管。
- 另一种可靠且广泛使用的与 β 无关的防止饱和的技术是通过二极管负反馈来消除过量的基极电流（在集电极和基极之间连接一个肖特基二极管）。在晶体管处于有源状态之前，二极管被截止，不会影响基极电流。当它接近饱和点时，二极管导通并剥夺过量的基极电流。
最后，我们可以尝试通过限制集电极（发射极）电流本身来避免饱和，因此我们最终会得到ECL。但是，我们不能在共射级（DCTL）中简单地通过在发射极和地之间插入一个恒流源（或者更简单的情况下，插入一个欧姆电阻）来设置所需的发射极电流，因为我们无法完全控制（或者在电阻的情况下，只能稍微控制）来自基极的集电极电流。为什么？答案是，恒流源（发射极电阻）将引入串联负反馈，共射放大级将转变为具有发射极退化的级。结果，当我们改变输入基极电压以改变集电极电流时，晶体管会以相同的方式改变它的发射极电压，我们做到了... 没什么：：形象地说，当我们“移动”基极电压时，晶体管会以相同的方式“移动”它的发射极电压（它作为发射极跟随器工作）。发射极电压变得“柔软”、“可塑”、“可移动”...；但是为了控制集电极电流，发射极电压必须是“坚硬的”、“稳定的”、“固定的”...
这是一个模拟电路设计的基本问题 - 如何从发射极设置所需的集电极电流（静止点），而不失去来自基极的控制。或者，换句话说，如何使发射极电压对不希望的影响“柔软”，对施加到基极的有用输入电压“坚硬”。典型示例：具有发射极退化的交流放大器抑制缓慢的直流变化，并放大快速变化的交流输入变化；差分晶体管放大器抑制共模信号，并放大差分输入信号；最后，ECL门抑制接近高阈值（输入逻辑“1”）的输入电压变化，并在转换期间显着放大它们。很明显，这些表面上不同的电路中有一些共同的强大理念... 这是什么？
显然，为了使发射极电压“软”，我们必须插入一个恒流源（实际上，一个电流稳定元件），反之，为了使发射极电压“硬”，我们必须插入一个恒压源（一个电压稳定元件）。而不是用电压源替换电流源，我们可以简单地将电压源并联到电流源，因为它将定义两个元件组合的电压。在上面的前两个例子中，电压源永久连接到电流源，但它们只出现在有用的输入信号中。在 AC 放大器中，旁路发射极电容跟随缓慢的 DC 变化，不影响电流源；但它在快速变化的 AC 输入变化时开始充当恒压源。在差分放大器中，右发射极电压在共模时跟随左发射极电压，不影响电流源；但在单端（或差分）模式下，它变得稳定（或相反变化）。在 ECL 门中，只有恒流源在输入电压接近高阈值（输入逻辑“1”）时连接到发射极；在过渡期间，恒流源和恒压源都连接到发射极（这两个源由图中的晶体管基极-发射极“二极管开关”S1 和 S2 转换）。让我们考虑一下在 ECL 工作期间在可能的输入电压下可能观察到的三种配置。
- VIN < VL, VIN = VL（逻辑“0”）。 T1 被截止；VY = 0 V，并且不依赖于 VIN。电流源（RE）和电压源（T3）都与输入部分断开连接（但它们彼此连接）。
- VL < VIN < VH（过渡）。 T1 在有源区（共射极配置）工作，其发射极中插入了并联连接的恒流源（RE）和电压源（T3）。没有负反馈。VY 显着依赖于 VIN，因为电压源在电流源上占主导地位并固定了 T1 的发射极电压（它是“硬的”）。
- VIN = VH, VIN > VH（逻辑“1”）。 T3 被截止，没有电压源。只有电流源（RE）连接到 T1 的发射极（发射极退化）。存在串联负反馈。VY = VL，集电极电流完全不依赖于（在恒流源的情况下）或轻微依赖于（在发射极电阻的情况下）VIN，因为 T1 的发射极电压是“软的” 。
最后，让我们用一句话来说明 ECL 的基本思想。
ECL 基于具有可切换电压和电流发射极源的晶体管级：在低输入电压下，源与发射极断开连接；在过渡期间，电压源和电流源都连接；在高输入电压下，只有电流源连接到发射极。
强大的 ECL 思想是如何实现的
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上面的强大 ECL 思想可以通过发射极耦合（“长尾”）对来实现。看一看代表典型 ECL 电路通用电路图的图片。它与特定的 MECL 10k 略有不同（省略了额外的参考发射极跟随器 Q4，并在输出晶体管的发射极连接了额外的电阻）。左侧部分由两个并联连接的输入晶体管 T1 和 T2 组成（考虑了一个示例的双输入门），实现 NOR 逻辑。右侧晶体管 T3 的基极电压由参考电压源固定 - 具有二极管热补偿的电压分配器（R1、R2、D1 和 D2）；因此发射极电压保持相对稳定。因此，公共发射极电阻几乎充当电流源。集电极负载电阻 RC1 和 RC3 上的输出电压通过发射极跟随器 T4 和 T5 偏移和缓冲到反相和非反相输出。输出发射极电阻 RE4 和 RE5 不存在于所有版本的 ECL 中。
仔细审查 ECL 操作
[edit | edit source]假设我们研究一个 ECL 反相器：输入电压应用于 T1 的基极，T2 的输入未使用（T2 不存在）。还假设电路具有低电压阈值 VL = -1.7 V 和高电压阈值 VH = -0.9 V，它们相对于参考电压 VREF = -1.3 V 对称地位于 (±0.4 V)。
让我们在上面的电路图上统一排列电路元件并拉伸它，以便它充满图纸。然后，为了可视化不可见的电气属性，让我们叠加电压和电流浮雕的图片。在这种有吸引力的演示中，电压和电压降用红色条表示，其高度与相应的电压幅值成比例（与水柱相关联）；电流由具有相应拓扑和厚度的绿色循环表示，其厚度与电流幅值成比例（与水流相关联）。看一看这张图片，您可以立即了解“高”电压（降）有多高以及它们之间的关系；您可以看到电流有多大以及它们如何流动。
低于低电压阈值
[edit | edit source]实际上，如果电路由另一个相同的 ECL 电路驱动，这种情况将永远不会发生；只有当电路由输入电压源驱动时，其电压低于低电压阈值时，才会发生。但让我们考虑一下；它仍然很有趣。
想象一下，输入电压已经远远低于低电压阈值 VL（例如，我们将 T1 基极连接到 VEE = -5.2 V）。在这个阶段，将电压分配器 R1-R2 和发射极跟随器 T3 视为电压源（电压稳压器），它将 T1 发射极电压固定在 VE = VB3 - VBE3 = -1.3 - 0.7 = -2 V。因此，T1 基极-发射极结反向偏置（VBE1 = VEE - VE = -5.2 + 2 = -3.2 V）；T1 被截止，其集电极电压几乎为 0 V。如果我们继续降低输入电压，在给定点会发生齐纳击穿。T1 将开始“拉低”T3 发射极电压（共基极配置）。因此，T3 集电极电流/电压将开始快速增加/减少。
在这种状态下，电路不会从前级消耗电流，因为 T1 基极-发射极电压小于导通电压或 T1 基极-发射极结反向偏置。所以，输入电阻非常高。
低输入电压（逻辑“0”）
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左侧部分。现在假设我们的电路由另一个相同的 ECL 电路驱动，其输出级（发射极跟随器 T5'）在 T1 基极处放置了低输入电压 VL = -1.7 V。其基极-发射极电压为 VBE1 = VL - VE = -1.7 + 2 = 0.3 V；T1 被截止，其集电极电压几乎为 0 V。T4 基极电流流过 RC1 并在其上产生仅约 VRc1 = 0.2 V 的小电压降。因此，输出电压 VY = 0 - VRc1 - VBE4 = -0.2 - 0.7 = -0.9 V（逻辑“1”）并且不依赖于门输入电压。长尾对的左侧部分与右侧部分断开连接，不影响它。
在这种状态下，电路不会从前级消耗电流，因为 T1 基极-发射极电压小于导通电压。所以，输入电阻很高。
右侧部分。现在，将电压分配器 R1-R2、发射极跟随器 T3 和发射极电阻 RE 视为一个电流源，它通过 T3 集电极电阻 RC3 传递电流 IC3 = (VR2 + 2VF - VBE3)/RE（此电流将决定下一状态中的最大 T1 集电极电流，当它被引导流过 T1 时；因此，它必须低于 T1 饱和电流以防止饱和）。或者，如果你愿意，将 RE、T3 和 RC3 的组合视为一个具有发射极退化的共射极放大器（实际上，它不是放大器，而是增益 K = Rc3/Re < 1 的衰减器），由恒定电压 VREF = VR2 + 2VF 驱动。选择电阻 RC3（245 Ω），以便在参考输入电压 VB3 = -1.3 V 时，T3 集电极电流在其上产生电压降 VRc3 = 1 V。因此，输出电压 VY = 0 - VRc3 - VBE5 = 0 - 1 - 0.7 = -1.7 V（逻辑“0”）。T3 上的电压降（VCE3 = VC3 - VE = -1 + 2 = 1 V）足够高以使 T3 保持在有源区。输出电压取决于电阻 RE、RC3、R1 和 R2，如果它们发生变化，输出电压也会发生变化。但是这些变化不会在接下来的几个阶段后累积，因为下一级 ECL 门的输入晶体管 T1（T2）将被截止，其集电极电压（因此，输出电压 VY）将不依赖于门输入电压。下一级门的 T3 集电极电压（因此，输出电压 VY）也不依赖于门输入电压；它将取决于其参考电压。
低到高转换
[edit | edit source]现在想象输入电压开始超过低阈值 VL = -1.7 V。T1 开始打开；它增加其发射极电流和跨越 RE 的压降。从形象的角度来说，T1 开始“拉起”T3 发射极:)，从而逐渐关闭 T3 并逐个获取其电流。这种情况非常有趣，值得将其推广，因为其他传奇电路（例如，共基放大级）都是基于相同原理的。
在转换期间，两个电压源（更准确地说，两个电压稳定元件）并联连接（左侧的 T1 发射极跟随器和右侧的 T3 发射极跟随器），并由一个公共电流源（由 VEE 供电的发射极电阻 RE）供电。从形象的角度来说，这两个电压源存在冲突:)，因为右电压源尽其所能保持稳定的发射极电压，而左电压源则试图提高它。请注意，这些电压源是负反馈系统，会对施加在其输出端的任何干预措施做出反应。因此，当 T1 开始打开以增加其发射极电流和发射极电压时，作为响应，T3 开始关闭以降低其发射极电流，并相应地降低发射极电压。结果，集电极电流迅速从右侧重定向（衰减）到左侧，发射极电压几乎保持恒定。
在转换的中途，输入电阻很低，因为电路表现为具有相对稳定的发射极电压的共射级。输入级不存在（足够小）负反馈，因为发射极电阻很小。
现在查看图片 上方 以查看两个集电极电流在转换期间是如何变化的。在中间区域，两个电流快速变化（衰减）。接近高阈值 VH = -0.9 V 时，T3 集电极电流几乎变为零，而 T1 集电极电流开始缓慢变化。我们如何解释这种行为？让我们尝试回答这个问题。
在转换期间，右侧（参考）发射极跟随器 T3 连接到 T1 发射极并固定其电压（使其“刚性”、“坚固”、稳定……）。从形象的角度来说，参考发射极跟随器 T3 在转换期间短路了发射极电阻。因此，输入级不存在负反馈，并且几乎充当具有高增益（跨导 G）的 CE 放大器。在转换结束时，参考发射极跟随器 T3 从 T1 发射极“断开”；发射极电阻“出现”，并引入串联负反馈（所谓的发射极退化）。输入级已经充当一个真正的 CC 放大器（发射极跟随器），具有“软”发射极电压，该电压跟随输入电压。结果，T1 集电极电流变为 IC1 = IRE = (VRE5' - VBE1)/RE，其曲线开始失去活力:)。相应地，VC1 和 VY 继续缓慢变化（Y 的逻辑“0”略微取决于输入电压）。请注意，T3 集电极电流在转换开始时不存在此类问题，因为它由稳定的参考电压设定（Y 的逻辑“0”不取决于输入电压）。
如果我们足够好奇和有洞察力，我们可能会在许多其他电路中看到同样的技巧（将两个具有不同阈值的电压稳定元件并联连接以将电流重定向到具有较低阈值的元件）。例如，当我们将 TTL（或 DTL）输入接地时，我们将一个基极-发射极结（多发射极晶体管）与两个串联连接的结（多发射极晶体管的基极-集电极结和第二个晶体管的基极-发射极结）并联连接；结果，输入单结吸收所有基极电流。相同的技巧应用于TTL totem-pole 输出级，其中，在输出逻辑“0”处，晶体管 V2 将 V4 基极-发射极结与串联连接的 V3 基极-发射极结和故意插入的 V5 结并联连接；结果，单个 V4 基极-发射极结剥夺了所有 V3 基极电流。通过将不同的 LED 并联连接，可以很容易地演示这种技巧，因为它们会显示电流的流动位置以及电流的大小，而无需连接电流表。想象一下，我们有一把不同颜色的 LED。让我们依次将一个 2 V 红色 LED 连接到相同的 2 V 红色（绿色、黄色）LED，然后连接到一个 3 V 蓝色 LED，最后连接到一个组合的 4 V “LED”（两个串联连接的 2 V 红色 LED）。当看到单个红色 LED 如何熄灭具有较高正向电压的 LED 或 LED 组合时，我们会感到非常震撼。
高输入电压（逻辑“1”）
[edit | edit source]在转换结束时，当输入电压达到高阈值 VH = -0.7 V 时，所有 T3 集电极电流都被 T1 吸收。这是它的最大集电极电流，低于它的饱和电流 ISAT = VEE/(RC1 + RE)，并且 T1 被防止饱和。请注意，最终的集电极电流不取决于 T1 的 β（取决于特定晶体管）。它只取决于 VEE、RE 和 RC1，这就是在这里使用强大的电流转向原理的好处！
左侧部分。前一个输出级（发射极跟随器 T5'）已经在 T1 基极处设定了高输入电压 VH = -0.9 V。如上方 所述，您可以将发射极跟随器 T1 和发射极电阻 RE 视为一个电压控制电流源（电压到电流转换器或跨导放大器），该电流源通过集电极电阻 RC1 传输电流 IC1 = (VRE5' - VBE1)/RE。或者，您可以再次将 RE、T1 和 RC1 的组合视为一个共射放大器（如上所述，它更像是具有 K = Rc1/Re < 1 的衰减器），该放大器具有由恒定电压 VRE5' 驱动的发射极退化。电阻 RC1（220 Ω）的选取是为了在高输入电压 VIN = VH = -0.9 V 时，T1 集电极电流会在其上产生 1 V 的压降 VRc1。因此，输出电压 VY = 0 - VRc1 - VBE4 = 0 - 1 - 0.7 = -1.7 V（逻辑“0”）。跨越 T1 的压降为 VCE1 = VC1 - VE = - 1 + 1.6 = 0.6 V，晶体管仍然没有饱和。输出电压取决于电阻 RE、RC1 和输入电压 VIN；因此，如果它们发生变化，输出电压也会发生变化。由于 Rc1/Re = 0.22，输出电压略微取决于输入电压（如果我们将 RE 替换为恒定电流源，则它将完全不依赖于输入电压）。但同样，如上所述，这些变化不会在接下来的几个级联之后累积，因为下一个 ECL 门的输入晶体管 T1（T2）将被截止，其集电极电压（相应地，输出电压 VY）将不依赖于门输入电压。下一个门的 T3 集电极电压（相应地，输出电压 VY）也不依赖于门输入电压；它将取决于其参考电压。
在此阶段，输入电阻变得非常高，因为电路开始充当发射极跟随器（共集电极级）。
右侧部分。在这一点上，输入发射极跟随器 T1 已将 T3 发射极“拉起”到 VE = -1.6 V 的水平。结果，T3 的基极-发射极电压为 VBE3 = VB3 - VE = -1.3 + 1.6 = 0.3 V；因此，T3 被截止，其集电极电压几乎为 0 V。只有 T5 基极电流流过 RC3，并产生约 VRc3 = 0.2 V 的微小压降。因此，输出电压 VY = 0 - VRc3 - VBE5 = -0.2 - 0.7 = -0.9 V（逻辑 1"），并且不依赖于门输入电压。长尾对的右侧部分与左侧部分断开连接，不会影响左侧部分。
高于高电压阈值
[edit | edit source]实际上，如果电路由同一个 ECL 电路驱动，这种情况将永远不会发生；只有当电路由输入电压源驱动，并且该电压源的电压高于高电压阈值时，这种情况才会发生。但是，让我们考虑一下这种情况；它仍然很有趣。
如果我们继续将输入电压提高到该水平以上（例如，如果我们将 T1 基极接地或连接到正电压源），T1 将很快饱和。集电极和发射极点连接起来，输入电压直接通过正向偏置的 T1 基极-发射极结和基极-集电极结传输到该点；相应地，VY 遵循 VIN 的变化，并且流过 RC1 的电流开始减小。输入部分表现为一个电压分压器，其输出受到影响；因此，输入电阻再次变得相对较低（RIN = Rc1||Re）。
尽管如此，T1 仍然继续“向上移动”T3 发射极。在 VIN = -0.6 V 的点之后，T3 基极-发射极结变为反向偏置，并且在给定点发生齐纳击穿。