前言

本书讲述了如何设计一款使用电子管输入和魔眼指示输出电平以及推挽式MOS平衡的音频功率放大器。我认为我已经得出了一个结论，电子管放大器中悦耳的声音实际上并非来自电子管，而是来自输出变压器，因此看来电子管在这里并非必需，我使用一对MOS晶体管（2SK135）来代替，这还简化了输出变压器（OPT）。

放大器框图

放大器由五个不同的模块组成，我最初希望将它们放在一个PCB上，但现在改变了主意，我将使用五个不同的PCB。原因是不同的模块可能被用于其他应用。第一个模块（KHR）是整流器，它整流18VAC并滤波，第二个模块（KHS）是灯丝电源，它也升压直流电（通过使用变压器，注意）用于输入电子管使用，第三个模块（KHB）偏置7247输入电子管并使其放大和分裂，第四个模块（KHO）只为输出MOS设置偏置，并接收来自KHB的分裂输入信号，第五个模块（KHM）借助PM84魔眼指示偏移平衡和输出电平。它没有显示在框图中，但还会有一个特殊类型的输出变压器。

KHR，混合整流器

该单元为整个放大器供电，并通过双电子管二极管V1的延迟来实现。延迟由电子管的加热时间完成，从而平滑地开启电压。众所周知，硅放大器存在损害高音扬声器的风险，因为在没有延迟的正常开启情况下，会发生开启电压尖峰。这可以通过使用计时器来实现，但我认为使用单个电子管更平滑。

该电路的工作原理是，当SW1接通时，2x18V立即出现，它们的平滑电压为V1供电，但EB91需要大约15秒才能准备好，因此它是我们的计时器。在这段时间的大部分时间里，T3和T4被扼杀，这意味着功率晶体管T1和T2也被扼杀。当EB91被加热时，T3和T4的基极会建立起电压，使其导通，从而使T1和T2也能提供电流。

这里电流不小于4A，小于5A，而输出MOS在最大输出时分别消耗7Ap。但是，这5A是来自全波7Ap的RMS（每个晶体管分别消耗7Ap，交替地建立一个全波供电信号）。现在这个电流是RMS。通常，电容滤波器会产生一些直流电流，假设直流电压稳定，那么变压器上的交流电流将高出1.4倍。我不确定RMS，但如果我假设相同，则变压器上的电流可能高达7A。我将使用8A整流器。

但是，我的变压器只有160VA，两个18V绕组的最大电流为4.44A。这比7A少了点，但我的理由是，首先我不需要在最大输出下运行放大器（大约5W就足够了），其次环形变压器实际上没有保险丝，因此在短时间内7A实际上可能工作。

对于7A，初级保险丝必须是1.1AT。我不确定保险丝是如何工作的，但我认为是rms电流使其熔断，所以也许我应该使用1AT，因为我们不想让变压器烧毁（对于正常使用，保险丝应该是0.7A）。对于环形变压器，我从痛苦的教训中得知，你必须设置比正常更高的保险丝，可能是因为涌入电流很大。

KHS，混合电源

该单元为输入电子管和魔眼提供高压电源，还为所有电子管提供灯丝电压，其中内置了4/6/12V选项。通过并联次级绕组，看起来满载输出电压（估计仅为13mA）约为235Vdc。PM84在约250Vdc时工作最佳，因此这个电压是可以接受的。但是，有点可惜的是，电压超过了我的电容器能够承受的200V（单独的），但另一方面，在电子管加热（并抽取电流）之前的电压约为318V。

需要使用一些散热器，估计散热器的公式为

${\frac {125}{P}}=K+Kiso+Kjc$

其中K是散热器的热阻，Kiso是绝缘层的，Kjc是结点到外壳的。我热衷于使用TO220的卡扣式散热器，其热阻为16K/W，Kiso约为0.3（如果使用），TO220的Kjc约为2。

这里，我们有功耗：
IC1: (25-4)*0.3A=6.3W
IC2: (25-6)*0.3A=5.7W
IC3: (25-12)*0.15A=2W

使用我的公式可以证明，16K/W的散热器可以冷却7W，因此我的方法有效。顺便说一下，对于裸露的TO220，2W是极限。

KHB，混合偏置

在这里，我使用一个双三极管放大输入信号到输出级的饱和电平。这个电平低于10Vp，线路电平定义为0.5Vp，因此如果我们想使输出级饱和，我们需要一个20的增益。ECC82的mu为20，但增益不能那么大，实际的ECC82增益最多约为15。由于我们需要准确地达到7Vp，ECC82实际上可以工作，但我们需要将其偏置为15的增益。然而，我个人认为，虽然反馈有点神奇，但越少的反馈越好。另一方面，这里有一个相当非线性的变压器，我们需要反馈来线性化输出变压器。因此，15的增益将不够，我们需要另一个电子管。可以使用ECC83，但它作为分流器效果很差。这就是为什么7247是我的选择，因为它结合了ECC83和ECC82。在这里，我有一些功率来线性化变压器和电子管，并使用反馈。

第一级（V1:b）的增益可以写成

$Av={\frac {\mu Ra}{rp+Ra+(\mu +1)Rk)}}={\frac {100\cdot 470k}{100k+470k+101\cdot 470}}=76$

这里470*101只有47k，不到分母的10%，所以我们可以跳过它，但这是正确的表达式，另一方面，这些都不是那么准确。

分流器（V1:a）的增益在两端都非常接近1，这意味着我们的灵敏度约为7Vp/76，大约为0.1Vp。线路电平据说为0.5Vp，这意味着我们有5的反馈裕量。唯一需要考虑的是，阳极的输出阻抗相当高（大约为Ra，因此为44k），这意味着我们不能负载它太多，大约470k是完美的，我也是这样做的。

实际上我不想使用R3，但它对于反馈的可能性是必要的。这里我们就有一个奇怪的情况，因为虽然我估计的阳极电流是400uA，但R3电压只有大约0.2V。如果我希望的35W输出意味着在4欧姆扬声器中的输出电压为12Vrms（或17Vp），如果5的反馈应该被传回R3，则电压将约为3V，超过了0.2V。这里有人可能会怀疑存在严重的失真（这会在固态放大器中发生），但我注意到，这种高反馈电压实际上是可以处理的！唯一的问题是，放大电子管（V1:b）的直流偏置会有一定的漂移，这也是分流器从放大电子管电容耦合的原因。

V1:a的输入阻抗并非微不足道，但根据摩根·琼斯

$Rin_{eff}={\frac {Rin}{1-\beta Av}}$

这里 β 是

${\frac {R8b}{R8b+R8a}}={\frac {39k}{39k+3,9k}}=0,91$

而增益是

$Av={\frac {\mu Rk_{tot}}{rp+(\mu +1)Rk_{tot}}}={\frac {20\cdot 42,9k}{7k+(20+1)42,9k}}=0,95$

而 Rin=R9=1M, 总之

$Rin_{eff}={\frac {1M}{1-0,91\cdot 0,95}}=7,38M$

由此可见，输入电阻被放大了，换句话说，输入电阻不是输入电阻本身，而是大约高出 7 倍！实际上，这一点相当重要，因为反馈可能听起来很简单，但它会将零点“拉”在一起，如果不小心的话，会导致响应不稳定。我了解到，对于两个零点，最好将它们保持 BF 分开，所以如果我们希望反馈（BF）为 5 倍，我们应该将它们保持 5 倍的距离。如果它们相同，就会有一个相当大的低频峰值。这个峰值可能听不见，因为它在可听频谱之外，但对我来说，这相当令人讨厌，我想要一个平滑的响应。我认为这也会改变阶跃响应，也许会导致不稳定。我测量了 Edison 偏置 V1:b 管的输入电阻，大约为 800k。

KHO，混合输出

在这里，我调节 MOS 的偏置。我认为调节偏置很重要，尤其是在使用 B 类工作时，这是我的计划。所使用的稳压器电压也比电源电压低得多，因此任何尖峰都不会影响偏置。A 类不会产生尖峰，但 B 类会，因为电流一次只供给半个周期，因此电流在电源中突然变化。输入信号通过电容耦合到微调器，微调器设置偏置。根据偏置的不同，零点也会有所不同，因为电容器看到的阻抗不同，但我已将最小零点设置到一个可接受的频率水平。

对于 JFET/MOS 晶体管和五极管，增益公式相当简单

$Av=gm\cdot Ra$

虽然晶体管表现得像电流源，但三极管表现得像电压源，其中存在一个不可忽略的泄漏电流。在这里，2SK135 gm 非常接近 1S，因此增益可以说就是 Ra。我使用大约 2,8 欧姆的反射 Ra，因此增益为 2,8。

我们上面已经计算出驱动电路的增益约为 76，因此到漏极的总增益为 213。当 MOS 每个负载 2,8 欧姆时，它们在 25V 电源下的摆幅能力约为 20V，因此我们获得的灵敏度为 20/213=90mV，对应于全功率输出。同时，栅极不需要摆幅超过 7Vp，这就是我们必须达到的驱动电压。

栅极摆幅 7V 会产生大约 7A 的峰值漏极电流 (gm=1S)。使用 B 类工作意味着这个峰值电流在一个周期的半个周期内供给到其中一个 MOS。然后，这个 MOS 的有效电流为

$Irms[HW]={\frac {Ip}{2}}$

因此，该晶体管的有效电流为 3,5A（当然也包括另一个晶体管）。净全输入电流为 7Ap (5Ae)，然后我使用匝数比为 150/250 的变压器，使次级电流为 250/150*7Ap=11,7Ap，有效值意味着（虽然它是全波的）8,2Ae。因此，似乎不同的初级绕组使用 3,5Ae，而次级绕组使用 8,2Ae。

下面，我估计 Rp/2 为 1,7 欧姆，Rs 为 1,4 欧姆，让这些电流通过它们会产生分别为 21W 和 94W 的铜损，这有点离谱。所以我的变压器绕组电阻太高了，我需要更粗的线，因为这里我有大约 2x21W+94W=136W 的铜损，我的变压器会烧毁！

初级电流密度约为 14A/mm^2，次级电流密度约为 21A/mm^2，虽然我知道专业变压器制造商使用 3A/mm^2。所以不同的线太细了。我计算出总共使用 1mm 线会分别产生 4,4A/mm^2 和 10A/mm^2 的电流密度。这可能会将铜损从 136W 降低到大约 50W，这可能是可以接受的 (?)。

无论如何，没有必要使用最大输出功率（包括铜损，大约为 42W）。如果放大器的最大输出功率为 42W，而你通常在 12 点钟播放，那么你在最大输出功率的十分之一左右播放，即大约 5W。因此，这台奇妙的放大器可能仍然可以使用。

KHM，混合魔眼

该单元检测 MOS 偏置不平衡和输出电平，并在魔眼的帮助下显示它们。由于 B 类（几乎没有偏置电流），偏置偏移将非常低，因此在这种情况下，它只检测输出电平。

这是一个相当特殊的电路，我设计它能够嗅探真空管功率放大器，这意味着大约 500V 的电源 (B+)。T5 需要在其上有一些电压，在真空管情况下这不是问题，而输出变压器则存在铜损。在我的情况下，B+ 和漏极电位之间的差异并不大，另一方面，我在 R1/R16 的帮助下衰减了输入，这意味着 B 类 (这意味着输入电压与 B+ 相同) 的输入电平衰减了 2M2/(1M+2M2)=0,69。在 25V 的 B 类输入下，输入处的电压将为 17V，比轨电压低 8V，因此该电路实际上甚至可以用于 B 类。

在这种特殊情况下，增益的 DM 公式为

$Av_{DM}/2={\frac {\beta Rc}{Rs+hie+Rc+(\beta +1)Re}}$

这里我们看到，如果

$Rs+hie+Rc<<\beta Re$

并且 beta>>1，这是正常情况，我们有

$Av_{DM}/2={\frac {Rc}{Re}}$

因此，对于略高的 Re，增益仅由 Rc/Re 比率决定。我已经将 Re 设置为 2k7，将 Rc 设置为 3k9，使放大器具有略高于 1 的增益。假设增益为 1，那么每个输入都会在集电极电阻 Rc 上产生一个复制品。D3+C3+R12 是一个峰值检测器（具有 50ms 的时间常数，能够嗅探变化）。因此，变化的漏极电位会进入这个峰值检测器。峰值控制魔眼 (ME) 的开启。现在我们有两种情况，我们希望嗅探平衡 (DC) 以及 VU (AC)。ME 的动态限制约为 11V，因此输入电压必须保持在 11V 以内。对于 KHP，最大输入摆幅约为 20V，因此在这里我们希望有衰减，更糟糕的是，如果我们将它连接到真空管功率放大器，我们将有一个大约 300V 的输入摆幅。ME 不能处理这种情况，因此在 AC 信号的情况下，我使用 R1 和 C1 衰减了一些信号，约 20dB。在 DC 下，我们有 11V 的灵敏度，在 AC 下，我们可以检测到的最大电平约为 100V，这相当合适，而我们通常在 12 点钟 ( -10dB，即 Pmax/10 ) 播放。

KHT，混合输出变压器

在我的书 OPT Design 中，几乎所有关于 OPT 设计的内容都得到了解释。如果需要高带宽，设计一个好的输出变压器是一项运动。在这里，我将添加实际使用的 LL 芯和 Lundahl 变压器（非常感谢他们为我销售和制造的）的漂亮 LL 线圈的尺寸。

匝数比为 500/300。初级线圈采用 0,56mm 直径的铜线，次级线圈采用 0,71mm 的铜线。初级线圈和次级线圈都由两组半匝数的线圈组成，以适应 LL C 型芯作为推挽线圈。

变压器损耗模型

我拥有这些线圈，但还没有测量它们的铜阻抗。但我已经估计了它们。完整的初级线圈为 3,4 欧姆 (Rp)，完整的次级线圈为 1,4 欧姆 (Rs)，使用模型，我们看到衰减为

${\frac {Uo}{Us}}={\frac {RL}{RL+Rs+n^{2}Rp}}$

对于 4 欧姆的扬声器 (RL)，衰减为 -4,4dB (60%)。

2SK135 MOS 在我的偏置下可以提供大约 70W 的最大输出功率，70W-4,4dB 则为 42W，这可能是我使用 4 欧姆扬声器 (RL) 可以获得的功率。

出于好奇，我使用出色的 807 真空管进行推挽时，我的真空管功率放大器 (KPA) 的输出功率不超过 11W。