电子管放大器设计

本书的目的是以尽可能简单的方式向世界展示电子管的工作原理以及如何将其用于放大器。

电子管的物理功能

在音频放大器中，无论是在功率级还是在前置放大器中，最常见的电子管类型都是所谓的“三极管”。

因此它具有三个电极，其中两个称为阳极和阴极，它们反映了电子管的二极管功能，根据 Child-Langmuir 定律。

阴极和阳极之间能流动电流，这与加热阴极的热发射有关，热发射使电子从阴极中冒出来，然后可以施加电压使其加速到阳极。产生电流。

通过在阴极和阳极之间使用一个称为“栅极”的装置，电流可以根据某些定律进行控制，这些定律部分源于上述内容。最重要的是，电流将是阳极电压的三分之二次方函数。

因此，在栅极和阳极之间会产生放大。这种称为 µ 的放大意味着在某个输入电压下，你将获得某个输出电压。 µ 只能在使用无限负载（即在阳极图上绘制一条水平直线）时才能确定。但 µ 也可以从电子管的跨导（即在工作点处输入电压除以输出电流 mA）推算出来，跨导乘以动态板极电阻 rp 就会得出 µ。

电子管的小信号模型

电子管的小信号模型与场效应晶体管非常相似。

只是 MOSFET/J-FET 和电子管模型之间的实际引脚名称不同。

当你点击上面的链接时，你可能会理解其中的区别。

使用电子管设计

通常，在设计电子管放大器时，会考虑共阴极（CC）设计，即要尽可能放大电压。

CC 级电压放大的常用表达式为：

$Av=Uout/Uin=-{\frac {\mu Ra}{Ra+rp+(\mu +1)Rk}}$

这在上面的链接中展示了。

请注意减号，即它将相位改变 180 度。

如果例如你想要设计一个 RIAA 级，并将被动 RIAA 滤波器放在电子管之间，你就可以级联使用它。

而且，如果放大不足，你可以用电容对阴极电阻（Rk）进行去耦，得到

$Av=-{\frac {\mu Ra}{Ra+rp}}$

对于相关频率。

电子管偏置

右侧的图片展示了如何对电子管/三极管进行偏置。

偏置意味着使电子管准备好并能够处理传入的信号，而不会失真。

Imax 和 Umax 反映了加载电子管时会发生的情况。你有一个计划施加到电子管的最大电压 Umax。但你明白，你需要通过阳极电阻（阴极电阻很小，可以忽略）来施加它。因此，图片中的负载线称为 RL，它展示了电子管的工作方式。最大电流 Imax 当然永远不会达到，它等于 Umax 除以阳极电阻，在本例中称为 RL。

这样，我们就有了电子管及其工作点的所谓负载线。

工作点意味着电子管开始工作的电流 Iaq 和电压 Uaq。

工作点来自我们想要流动的电流，在 Ug=0 之前留出一定的裕量，避免产生电子管削波。

现在电子管处于工作点，它可以按照自己的意愿工作。

我之前已经说明了实际电压放大的方程（这在很大程度上取决于工作点/偏置）。

放大的动态表示

图片展示了如何将一个以 CC 连接的三极管放大一个输入信号。

因此，输入在偏置 (Ugq) 附近变化，然后电子管产生一个被放大的但反转的信号 (Av*Uin)。

如果负载 (RL) 是无限的，我们将获得 µ 作为放大倍数。

你只需要将尺子水平地放在板极图上，并读取为了获得 x 输入电压而获得多少输出电压，就能得到 µ。

另一个重要的参数是所谓的跨导，即你将获得多少 mA 对应于 x 伏的输入电压。在本例中，你只需要将尺子垂直放置。

跨导 gm 的衰减通常是电子管状态的衡量指标。

如果你将尺子放在工作点旁边，并用伏数除以毫安数，你就会得到板极电阻 rp。然后 gm*rp 与 µ 相同。

图片中，输出信号被输入信号略微过载。如果驱动源是低阻抗的，并且能够向栅极提供电流，那么当输入信号在动态情况下超过 0V 时，栅极将开始像二极管一样导通，这就会出现这种情况。

现实生活中的电子管

当我们对电子管进行（电压）放大偏置时，我们使用右侧的示意图。

图片中的电子管被称为自动（或自）偏置，也就是说，一个小阴极电阻 (Rk) 确保电子管处于负偏置。但是，这意味着栅极电阻 (Rg) 必须不要太大（通常小于 1M）。

选择 Rk 有点困难，但如果阳极图可用，并且你知道负载，那就相当容易。你只需选择 Ugk=0 的最小裕量（为了获得最高的放大倍数，不使用 Rk 去耦电容），并将该 Ugk 除以负载线上选择的电流。

这种 CC 级在现实中存在的一个问题是，输出阻抗相当高。这导致高频难以放大，除非采取某些预防措施。

加载有电容（在例如电缆中始终出现）的 CC 级的低通截止频率为

$f_{o}={\frac {1}{2\pi ZoC}}$

其中 Zo 是驱动阻抗。

如果 Zo 较高，这个频率限制很快就会降低。

有很多方法可以解决这个问题。一种是使用阴极跟随器，另一种是使用尽可能小的电阻。

图中 Za'（在 Ra 并联之前）的阻抗为

$Za'=rp+(\mu +1)Rk$

其中，Rk 通常与系统解耦，在相关频率下可以视为 0。然而，阻抗仍然很高 (rp)。

Zk' 类似 (在并联 Rk 之前)

$Zk'={\frac {Ra+rp}{\mu +1}}$

当 rp>>Ra 且 µ>>1 时，可以写成

$Zk'={\frac {rp}{\mu }}={\frac {1}{gm}}$

其中 gm 是电子管的跨导。

如果 Ra=0，并且从阴极提取信号，则会得到一个称为阴极跟随器的电路，其电压放大倍数通常非常接近 1。在这种情况下，也会得到一个非常低的输出阻抗。

功率级

在本节中，我将尝试解释如何连接电子管以将输出功率传递到扬声器。

单端

要将功率传递到扬声器，需要将电子管的高动态阻抗匹配到扬声器的低阻抗。理想情况下，通过选择扬声器的反射阻抗等于电子管的板极电阻（也称为阻抗匹配）来完成此操作，这样将获得 MAP 或最大可用功率。

然而，功率输出管有一个板极功耗限制，这使得在 A 类中使用这种方法是不可能的，因此负载必须稍微高一点，威廉森在他的出色功率放大器中使用的常用值是 RL=2rp。

要将电子管连接到扬声器，需要使用变压器 (TR1)。尽管反射阻抗仅意味着匝数比的平方，但该变压器的设计并不简单。有兴趣的读者可以阅读enbook: OPT Design。

单端 (SE) 设计非常有趣，但它们也存在输出功率低（通常）的问题，并且由于功率管的电流不恒定，它们需要更先进的电源。

推挽

上述问题的解决方案可能是所谓的推挽 (PP) 设计。通过这种解决方案，您可以使用很少的额外组件（除了另一只电子管）将输出功率翻倍。但收益不止于此，因为输出变压器 (OPT) 和电源调节的要求都降低了。在平衡良好的推挽设计中，电压实际上可以变化很大，这是因为推挽实际上意味着它只放大差分信号。此外，上面的变压器需要能够处理全偏置 (DC) 而不进入饱和状态（在实践中意味着需要气隙）。但在推挽情况下，这种需求消失了，因为两只电子管的偏置抵消了 OPT 的磁化。它只需要具有相同的初级分流和能够处理选定 (低) 频率下的电压。

相位分配器

右侧的图片显示了一个众所周知的相位分配器设计。它的工作原理是，进入第二只电子管栅极的信号在阳极处反相，而在阴极处不反相。此外，从栅极到阳极和从栅极到阴极的绝对增益实际上非常精确地相同。因此，取阴极信号与阳极信号的差值，并将其与栅极输入进行比较，实际上会得到非常接近 2 的差分 (DM) 增益。重要的是，它们具有相同的幅度，同时相位相差 180 度。

像威廉森放大器这样的可靠的 PP 设计有很多优点。在嗡嗡声方面，平衡良好的 (A 类) PP 设计也有一个优点，即不太依赖电源纹波。这是因为，理想情况下，输出管是完美的动态匹配，并且只放大 DM 信号到扬声器。也就是说，只有当分配器阳极的嗡嗡声大于阴极的嗡嗡声时，嗡嗡声才会传播到扬声器。

因此，让我们看看完全消除嗡嗡声的可能性！

考虑电容器 (C) 的电抗 Xc 在 100 Hz 时远小于 Ra1 或 Ra2（在实践中非常正确）。

注意：C=33 uF 等于 50 ohms@100 Hz。

然后我们有

$Er1'={\frac {Xc1}{Ra1}}*Ur$

$Er2'={\frac {Xc2}{Ra2}}*Ur$

$Er1={\frac {Za1}{Ztot1}}*Er1'$

$Er2(a)={\frac {Za'}{Ztot'}}*Er2'-Ava*Er1={\frac {Za'}{Ztot'}}*Er2'-Ava*{\frac {Za1}{Ztot1}}Er1'={\frac {Za'}{Ztot'}}*{\frac {Xc2}{Ra2}}Ur-Ava*{\frac {Za1}{Ztot1}}Er1'$